Contribution to International Economy

  • цифрові генератори періодичних сигналів
Розробка структурної схеми.
Усі цифрові генератори періодичних сигналів, у тому числі синусоїдних, з кусково-східчастою апроксимацією, незалежно від її виду, можна зобразити узагальненою структурною схемою (рис. 1).
Рис. 1 Узагальнена структурна схема цифрового генератора
періодичних сигналів u(t)
Генератор імпульсів є мірою часових інтервалів , при накопиченні яких формуються моменти дискретизації кусково-східчастого сигналу . Цю функцію виконує блок задання моментів апроксимації , він формує, залежно від виду апроксимації, рівномірну або нерівномірну послідовність імпульсів, які поступають на вхід реверсивного лічильника. Коди поточного числа імпульсів , записаного в реверсивному лічильнику, подаються на кодові входи ЦАП і на його виході утворюється кусково-східчаста напруга . Значення рівнів цієї напруги задаються в моменти часу кодом з виходу реверсивного лічильника та визначаються законом змінювання опорів у ЦАП.
Залежно від виду апроксимації ЦАП виконується або функціональним, або лінійним.
Лінійний ЦАП використовується при рівномірній апроксимації за рівнем, при цьому опори резисторів ЦАП і сходинки напруги на його виходах змінюються рівномірно. При кожному зміненні кода на одиницю на виході ЦАП змінюється напруга також на відповідне значенння, яке є постійним. Тобто в данному ЦАП шаг змінення напруги постійний. Таким чином для того щоб відтворити синусоїдний закон зміни напруги треба щоб вхідний код на ЦАП змінювався нерівномірно у часі.
Рис 2. Формування сигналу лінійним ЦАП
Функціональний ЦАП використовується при рівномірній апроксимації за часом та оптимальній апроксимації. У даного ЦАП опори резисторів ЦАП підібрані так, що напруга на його виході змінюється за потрібним законом. Тобто при рівномірном за часом змінені вхідного кода на одиницю, напруга на виході змінюється нелінійно (відтворюючи той закон змінення, для якого цей функціональний ЦАП і був зроблен). У функціонального ЦАП шаг змінення напруги не постійний.
Рис 3 Формування сигналів функціональним ЦАП
Оскільки існує багато видів сигналів, то створювати для кожного з них свій функціональний ЦАП нераціонально, оскільки тоді вони не будуть універсальними. Тому широке застосування набули лінійни ЦАПи
Реалізація блока завдання моментів апроксимації залежить від обранного виду апроксимації. При рівномірній апроксимації за рівнем та використанні лінійного ЦАП цей блок повинен генерувати послідовність моментів дискретизації, період між якими не однорідний, а визначається на етапі проектування цього блоку. В якості блока завдання моментів апроксимації може виступати програмована ПЛІС, яка виконує функції лічильника, спеціального дешифратора та формувача коротких імпульсів. У цьому дешифраторі використовується тільки один виход який приймає або високий рівень або низький в залежності від кодової комбінації на вході, яка в свою чергу залежить від кількості імпульсів, що надійшли на лічильник.
Якщо вибрана рівномірна апроксимація за часом, то блок завдання моментів апроксимації значно спрощується і це може бути звичайний лічильник, на виході якого будуть формуватися сигнали при його переповнені (або сигнал можна буде знімати з проміжних виходів, в залежності від того, яка розрядность лічильника і скільки часових інтервалів , треба накопичети для формування моментів дискретизації кусково-східчастого сигналу .
Як ми бачимо оба варіанта, тобто застосування лінійного ЦАП та складного блока завдання моментів апроксимації або застосування складного функціонального ЦАП та простого блока завдання моментів апроксимації не дуже раціональні. Є також інші варіанти.
Наприклад, функціональний (нелінійний) ЦАП може бути замінений лінійним, якщо між реверсивним лічильником і ЦАП увімкнути ПЗП (рис.2), в який записати коди миттєвих значень сигналу, розраховані при проектуванні генератора.
В цьому випадку кожному коду лічильника буде відповідати код ПЗП який буде змінювати напругу на виході ЦАП нелінійно, оскільки при змінені кода лічильника на одиницю на вхід ЦАП буде поступати код, змінений на потрібну кількість одиниць.
Оскільки синусоїдна функція симетрична, то її можна формувати або за чверть періоду або за півперіоду з відповідним перемиканням режиму роботи реверсивного лічильника (підсумовування і віднімання) та режиму роботи двополярного ЦАП: змінювати полярність формованого сигналу перемиканням через його півперіоду полярності опорної напруги, що використовується для живлення ЦАП. Для формування сигналу може використовуватися й однополярний ЦАП, але в цьому разі необхідно вихідну напругу ЦАП інвертувати через кожні півперіоду за допомогою аналогового комутатора.
Рис. 2. Структурна схема цифрового генератора
періодичних сигналів u(t) з лінійним ЦАП
В якості реверсивного лічильника може використовуватися мікросхема
К155ИЕ7 яка має слідуючі електричні характеристики
1 Номинальное напряжение питания 5 В 5 %
2 Выходное напряжение низкого уровня при Uп=4,75 В не более 0,4 В
3 Выходное напряжение высокого уровня при Uп=4,75 В не менее 2,4 В
4 Напряжение на антизвонном диоде при Uп=4,75 В не менее -1,5 В
5 Помехоустойчивость не менее 0,4 В
6 Входной ток низкого уровня не более 1,6 мА
7 Входной ток высокого уровня не более 0,04 мА
8 Входной пробивной ток не более 1 мА
9 Ток короткого замыкания -18...-65 мА
10 Ток потребления не более 102 мА
11 Потребляемая статическая мощность не более 535 мВт
12 Время задержки выключения от входа "уст.0" до выхода Q не более 35 нс
13 Время задержки выключения от входа
предварительной записи до выхода Q не более 40 нс
14 Время задержки включения от входа предварительной
записи до выхода Q не более 40 нс
15 Время задержки выключения от входа "прямой счет"
до выхода "прямой перенос" не более 26 нс
16 Время задержки включения от входа "прямой счет"
до выхода "прямой перенос" не более 24 нс
17 Время задержки включения от входа "обратный счет"
до выхода Q не более 47 нс
18 Время задержки выключения от входа "обратный счет"
до выхода Q не более 38 нс
19 Коэффициент разветвления по выходу 10
20 Максимальная длительность фронта (среза)
входного импульса не более 150 нс
Нижче представлені условно-графічне відображення та значення виводів мікросхеми

1 - вход информационный D2;
2 - выход второго разряда Q2;
3 - выход первого разряда Q1;
4 - вход "обратный счет";
5 - вход "прямой счет";
6 - выход третьего разряда Q3;
7 - выход четвертого разряда Q4;
8 - общий;
9 - вход информационный D8;
10 - вход информационный D4;
11 - вход предварительной записи;
12 - выход "прямой перенос";
13 - выход "обратный перенос";
14 - вход установки "0" R;
15 - вход информационный D1;
16 - напряжение питания;
Ця мікросхема дозволяе лічити 24 імпульсів і має вихід прямого переносу (при переповнені) який дозволяє каскадувати декілька лічильників для підвищення розрядності, тобто для підвищення кількості імпульсів, які може рахувати лічильник. Якщо на вихід 4 подати відповідний сигнал, то замість складання лічильник буде віднімати.
Для покращання якості вихідного синусоїдного сигналу u(t) генератора між ЦАП і вихідним підсилювачем може вмикатися ФНЧ (він може входити до складу підсилювача), який заглушує вищі гармонічні складові у кусково-східчастому сигналі на виході ЦАП.
Регулювання амплітуди вихідного сигналу цифрових генераторів здійснюється за допомогою подільника напруги або атенюатора, коефіцієнт передачі яких можна змінювати не тільки вручну, як в аналогових генераторах, але й автоматично за певною програмою.
Більш складним виявляється питання перебудови частоти f вихідного сигналу цифрових генераторів. Найпростіше воно вирішується при рівномірній апроксимації за часом. У таких генераторах функції блока задання моментів дискретизації ti виконує подільник частоти, коефіцієнт ділення якого установлюється згідно із співвідношенням . Звідси видно, що є дві технічні можливості перебудови частоти f вихідної напруги генератора. Одна з них полягає в регулюванні частоти генератора імпульсів, яке може здійснюватися плавно або дискретно із заданим кроком. Саме такий принцип перебудови частоти знаходить застосування в сучасних цифрових генераторах. Його вадою є невисока стабільність частоти вихідного сигналу генератора, яка ідентична нестабільності генератора імпульсів. Тому в цифрових генераторах, прецизійних за частотою, доцільним є інший принцип її перебудови. Полягає він в одержанні високостабільних коливань шляхом ділення частоти f0 кварцового генератора подільником частоти зі змінним коефіцієнтом ділення kд.
В цьому разі нестабільність частоти f вихідного сигналу u(t) цифрового генератора визначається дуже малою нестабільністю частоти кварцового генератора. Проте такий принцип перебудови частоти призводить до нелінійної залежності частоти f від змінного коефіцієнта ділення kд, що не дозволяє проградуювати частотну шкалу генератора безпосередньо в одиницях частоти. Цього недоліку можна позбутися, застосувавши мікропроцесор для лінеаризації шкали генератора.
У цей час дуже потужний розвиток одержали прилади на основі мікропроцесорів. Причини цього наступні:
- простота реалізації складних функцій приладів;
- одна мікросхема заміняє кілька мікросхем, поєднує в собі кілька функціональних вузлів;
- тому що функції приладу задаються програмно, те з'являється можливість гнучкого проектування, значно спрощується налагодження приладів і т.д.
У нашім випадку також має сенс застосувати мікропроцесор, а точніше мікроконтролер у даному приладі.
По-перше за допомогою його буде реалізоване керування частотою вихідного сигналу, і як зазначено вище, в цьому разі нестабільність частоти f вихідного сигналу u(t) цифрового генератора буде визначатися дуже малою нестабільністю частоти кварцового генератора.
Мікроконтролер також буде виконувати функцію блоку завдання моментів апроксимації, реверсивного лічильника й ПЗП.
Тому структура цифрового генератора синусоїдного сигналу в даному проекті буде мати слідуючий вигляд (рис 3)
Рис 5 Структурна схема цифрового генератора
періодичних сигналів u(t) з лінійним ЦАП
Отже на виході кварцевого генератора маємо високостабільні сигнали з частотою f0 які поступають на подільник частоти. На виході подільника частоти ми отримуємо сигнали необхідної частоти (періоду) а саме той частоти, щоб сформувати синусоїдний сигнал потрібної нам частоти заданій через задатчик частоти. (в мікроконтролері процес поділення частоти здійснюється програмно, з використанням таймерів/лічильників)
Сигнали з подільника частоти поступають на блок задання моментів апроксимації, який також реалізован програмно, разом з реверсивним лічильником та ПЗП. Тобто через рівні інтервали часу, які задаються подільником частоти програма рахує ці сигнали і видає на кодові входи цифро-аналогового перетворювача необхідний код поточного числа імпульсів і на його виході утворюється кусково-східчаста напруга . Значення рівнів цієї напруги задаються в моменти часу кодом з виходу реверсивного лічильника та визначаються законом змінювання опорів у ЦАП.
Оскільки в программі дуже просто записати різні коди, які би відтворювали синусоїду, то це дозволяє використовувати більш простий та меньш дорогий лінейний ЦАП. Таким чином ми реалізуємо рівномірну апроксимацію за часом, але не з функціональним ЦАПом, а з лінійним.
Далі кусково-східчаста напруга поступає на вихідний підсилювач з атенюатором. Цей вузел підсилює сигнал до потрібного рівня, а також регулює амплітуду сигнала в деяких границях за допомогою атенюатора
На виході маємо небхідний нам сигнал синусоїдної форми
Вибір основних блоків приладу
Як ми раніше вже казали центральним елементом даної системи є мікроконтролер, який замінює багато різних мікросхем (узлів та логічних схем) та виконує основні функції приладу:
- по перше він разом з кварцевим резонатором створює сигнали моментів апроксимації;
- по друге в моменти апроксимації мікроконтролер генерує на своїх виходах відповідні коди, які безпосередно поступають на лінійний ЦАП;
- по третє він керує моментами перемикання полярності ЦАП;
- в четвертих він постійно проводить опрос схеми задатчика частоти і своєчасно реагує на зміну частоти генератора оператором прилада.
Тому вибір відповідного мікроконтролера дуже серьозна справа.
У цей час широке застосування одержали 8-розрядні КМОП Flash мікроконтролери сімейства AT89 фірми Atmel.
Відмінні риси:
- 8-розрядний ЦП, оптимізований для функцій керування
- розширені можливості по-бітової обробки
- убудована Flash пам'ять програм
- убудован ОЗП даних
- двунаправленні індивідуально адресуємі лінії ввода/виводу
- убудовані 16-розрядні таймери/лічильники подій
- повний дуплексний UART
- кілька джерел переривань із декількома рівнями пріоритету
- убудований тактовий генератор
- убудоване ЭСППЗП (серія AT89S)
- інтерфейс послідовної шини SPI (серія AT89S)
- сторожовий таймер (серія AT89S)
- пасивний (idle) і стоповий (power doun) режими
- можливість розширення зовнішнього ОЗП й ПЗП до 64 Кбайт
- режим внутрісхемної емуляції (ONCEa - on circuit emulation)
КМОП мікроконтролери сімейства AT89 оснащені Flash програмувальним ПЗУ що стирається, сумісні по системі команд і по виводах зі стандартними приладами сімейства MCS-51a . Мікроконтролери містять Flash ПЗУ,ємністю від 1 Кбайта до 8 Кбайт, ОЗУ, ємністю від 64 байтів до 256 байтів, велика кількість програмувальні лінії уведення/виводу, 16-розрядні таймери/лічильники подій, полнодуплексний послідовний порт (UART), набор векторних переривань із декількома рівнями пріоритету, убудовані генератор і схему формування тактової послідовності.
Програмування мікроконтролерів сімейства AT89 можливо, залежно від типу, внутрісистемно, з використанням при програмуванні напруги живлення системи, і з використанням програматорів. Уміст Flash пам'яті програм може бути захищений від несанкціонованого запису/зчитування. У ряду мікроконтролерів є можливість очищення Flash пам'яті за одну операцію, можливість зчитування убудованого коду ідентифікації.
Для даного проекту підходить мікросхема AT89С4051 з характеристиками, зазначеними в таблиці 2
Таблиця 1 - Характеристики мікроконтролера
Характеристика Значение
Разрядность ЦПУ 8
Встроенное ОЗУ 128 байт
Встроенное РПЗУ 4 Кбайт
Встроенные таймера 2 шт
Порты 2 шт
Тактовый генератор Есть
Максимальная частота 24 МГц
Напряжение питания + 5В
Диапазон рабочих температур -50 +125 С
Умовно-графічне позначення мікросхеми й призначення виводів мікросхеми наведено відповідно на малюнку 5 і в таблиці 3
Таблиця 2 - Призначення виводів
N вывода Обозначение Назначение
12-19
1
2
3
6
7
8
9
11
4
5
20
10 P1.0 - P1.7
RST
P3.0 - P3.7
P3.0
P3.1
P3.2
P3.3
P3.4
P3.5
P3.7
XTAL2
XTAL1
Uсс
GND 8-разрядный двунаправленный порт
Сигнал общего сброса. Вывод резервного питания ОЗУ от внешнего источникам Vcc(для КР1816)
8-разрядный двунаправленный порт РЗ с дополнительными функциями:
Последовательные данные приемника -RxD
Последовательные данные передатчика - TxD
Вход внешнего прерывания 0-INT0
Вход внешнего прерывания 1-INT1
Вход таймера/счетчика 0: - Т0
Вход таймера/счетчика 1: - Т1
Выводы для подключения кварцевого резонатора.
Общий вывод
Вывод питания от источника напряжения
Земля

Рис 6 - Умовно-графічне позначення мікросхеми
Цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) предназначен для преобразования числа, определенного, как правило, в виде двоичного кода, в напряжение или ток, пропорциональные значению цифрового кода. Схемотехника цифро-аналоговых преобразователей весьма разнообразна. На рис. 1 представлена классификационная схема ЦАП по схемотехническим признакам. Кроме этого, ИМС цифро-аналоговых преобразователей классифицируются по следующим признакам:
По виду выходного сигнала: с токовым выходом и выходом в виде напряжения
По типу цифрового интерфейса: с последовательным вводом и с параллельным вводом входного кода
По числу ЦАП на кристалле: одноканальные и многоканальные
По быстродействию: умеренного и высокого быстродействия

Рис. 1. Классификация ЦАП
ЦАП с широтно-импульсной модуляцией
Очень часто ЦАП входит в состав микропроцессорных систем. В этом случае, если не требуется высокое быстродействие, цифро-аналоговое преобразование может быть очень просто осуществлено с помощью широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Схема ЦАП с ШИМ приведена на рис. 1а.

Рис. 1. ЦАП с широтно-импульсной модуляцией
Наиболее просто организуется цифро-аналоговое преобразование в том случае, если микроконтроллер имеет встроенную функцию широтно-импульсного преобразования (например, AT90S8515 фирмы Atmel или 87С51GB фирмы Intel). Выход ШИМ управляет ключом S. В зависимости от заданной разрядности преобразования (для контроллера AT90S8515 возможны режимы 8, 9 и 10 бит) контроллер с помощью своего таймера/счетчика формирует последовательность импульсов, относительная длительность которых g =tи/ Т определяется соотношением

где N – разрядность преобразования, а D – преобразуемый код. Фильтр нижних частот сглаживает импульсы, выделяя среднее значение напряжения. В результате выходное напряжение преобразователя

Рассмотренная схема обеспечивает почти идеальную линейность преобразования, не содержит прецизионных элементов (за исключением источника опорного напряжения). Основной ее недостаток – низкое быстродействие.
Последовательный ЦАП на переключаемых конденсаторах
Рассмотренная выше схема ЦАП с ШИМ вначале преобразует цифровой код во временной интервал, который формируется с помощью двоичного счетчика квант за квантом, поэтому для получения N-разрядного преобразования необходимы 2N временных квантов (тактов). Схема последовательного ЦАП, приведенная на рис. 2, позволяет выполнить цифро-аналоговое преобразование за значительно меньшее число тактов.

В этой схеме емкости конденсаторов С1 и С2 равны. Перед началом цикла преобразования конденсатор С2 разряжается ключом S4. Входное двоичное слово задается в виде последовательного кода. Его преобразование осуществляется последовательно, начиная с младшего разряда d0. Каждый такт преобразования состоит из двух полутактов. В первом полутакте конденсатор С1 заряжается до опорного напряжения Uоп при d0=1 посредством замыкания ключа S1 или разряжается до нуля при d0=0 путем замыкания ключа S2. Во втором полутакте при разомкнутых ключах S1, S2 и S4 замыкается ключ S3, что вызывает деление заряда пополам между С1 и С2. В результате получаем
U1(0)=Uвых(0)=(d0/2)Uоп
(3)
Пока на конденсаторе С2 сохраняется заряд, процедура заряда конденсатора С1 должна быть повторена для следующего разряда d1 входного слова. После нового цикла перезарядки напряжение на конденсаторах будет

(4)
Точно также выполняется преобразование для остальных разрядов слова. В результате для N-разрядного ЦАП выходное напряжение будет равно
(5)
Если требуется сохранять результат преобразования сколь-нибудь продолжительное время, к выходу схемы следует подключить УВХ. После окончания цикла преобразования следует провести цикл выборки, перевести УВХ в режим хранения и вновь начать преобразование.
Таким образом, представленная схема выполняет преобразование входного кода за 2N квантов, что значительно меньше, чем у ЦАП с ШИМ. Здесь требуется только два согласованных конденсатора небольшой емкости. Конфигурация аналоговой части схемы не зависит от разрядности преобразуемого кода. Однако по быстродействию последовательный ЦАП значительно уступает параллельным цифро-аналоговым преобразователям, что ограничивает область его применения.
Параллельные ЦАП
ЦАП с cуммированием весовых токов
Большинство схем параллельных ЦАП основано на суммировании токов, сила каждого из которых пропорциональна весу цифрового двоичного разряда, причем должны суммироваться только токи разрядов, значения которых равны 1. Пусть, например, требуется преобразовать двоичный четырехразрядный код в аналоговый сигнал тока. У четвертого, старшего значащего разряда (СЗР) вес будет равен 23=8, у третьего разряда – 22=4, у второго – 21=2 и у младшего (МЗР) – 20=1. Если вес МЗР IМЗР=1 мА, то IСЗР=8 мА, а максимальный выходной ток преобразователя Iвых.макс=15 мА и соответствует коду 11112. Понятно, что коду 10012, например, будет соответствовать Iвых=9 мА и т.д. Следовательно, требуется построить схему, обеспечивающую генерацию и коммутацию по заданным законам точных весовых токов. Простейшая схема, реализующая указанный принцип, приведена на рис. 3.
Сопротивления резисторов выбирают так, чтобы при замкнутых ключах через них протекал ток, соответствующий весу разряда. Ключ должен быть замкнут тогда, когда соответствующий ему бит входного слова равен единице. Выходной ток определяется соотношением


При высокой разрядности ЦАП токозадающие резисторы должны быть согласованы с высокой точностью. Наиболее жесткие требования по точности предъявляются к резисторам старших разрядов, поскольку разброс токов в них не должен превышать тока младшего разряда. Поэтому разброс сопротивления в k-м разряде должен быть меньше, чем
DR / R=2–k
Из этого условия следует, что разброс сопротивления резистора, например, в четвертом разряде не должен превышать 3%, а в 10-м разряде – 0,05% и т.д.
Рассмотренная схема при всей ее простоте обладает целым букетом недостатков. Во-первых, при различных входных кодах ток, потребляемый от источника опорного напряжения (ИОН), будет различным, а это повлияет на величину выходного напряжения ИОН. Во-вторых, значения сопротивлений весовых резисторов могут различаться в тысячи раз, а это делает весьма затруднительной реализацию этих резисторов в полупроводниковых ИМС. Кроме того, сопротивление резисторов старших разрядов в многоразрядных ЦАП может быть соизмеримым с сопротивлением замкнутого ключа, а это приведет к погрешности преобразования. В-третьих, в этой схеме к разомкнутым ключам прикладывается значительное напряжение, что усложняет их построение.
Эти недостатки устранены в схеме ЦАП AD7520 (отечественный аналог 572ПА1), разработанном фирмой Analog Devices в 1973 году, которая в настоящее время является по существу промышленным стандартом (по ней выполнены многие серийные модели ЦАП). Указанная схема представлена на рис. 4. В качестве ключей здесь используются МОП-транзисторы.

Рис. 4. Схема ЦАП с переключателями и матрицей постоянного импеданса
В этой схеме задание весовых коэффициентов ступеней преобразователя осуществляют посредством последовательного деления опорного напряжения с помощью резистивной матрицы постоянного импеданса. Основной элемент такой матрицы представляет собой делитель напряжения (рис. 5), который должен удовлетворять следующему условию: если он нагружен на сопротивление Rн, то его входное сопротивление Rвх также должно принимать значение Rн. Коэффициент ослабления цепи a=U2/U1 при этой нагрузке должен иметь заданное значение. При выполнении этих условий получаем следующие выражения для сопротивлений:


(6)
При двоичном кодировании a =0,5. Если положить Rн=2R, то
Rs=R и Rp=2R (7)
в соответствии с рис.4.
Поскольку в любом положении переключателей Sk они соединяют нижние выводы резисторов с общей шиной схемы, источник опорного напряжения нагружен на постоянное входное сопротивление Rвх=R. Это гарантирует неизменность опорного напряжения при любом входном коде ЦАП.
Согласно рис. 4, выходные токи схемы определяются соотношениями

(8)

(9)
а входной ток

(10)
Поскольку нижние выводы резисторов 2R матрицы при любом состоянии переключателей Sk соединены с общей шиной схемы через низкое сопротивление замкнутых ключей, напряжения на ключах всегда небольшие, в пределах нескольких милливольт. Это упрощает построение ключей и схем управления ими и позволяет использовать опорное напряжение из широкого диапазона, в том числе и различной полярности. Поскольку выходной ток ЦАП зависит от Uоп линейно (см. (8)), преобразователи такого типа можно использовать для умножения аналогового сигнала (подавая его на вход опорного напряжения) на цифровой код. Такие ЦАП называют перемножающими (MDAC).
Точность этой схемы снижает то обстоятельство, что для ЦАП, имеющих высокую разрядность, необходимо согласовывать сопротивления R0 ключей с разрядными токами. Особенно это важно для ключей старших разрядов. Например, в 10-разрядном ЦАП AD7520 ключевые МОП-транзисторы шести старших разрядов сделаны разными по площади и их сопротивление R0 нарастает согласно двоичному коду (20, 40, 80, … , 640 Ом). Таким способом уравниваются (до 10 мВ) падения напряжения на ключах первых шести разрядов, что обеспечивает монотонность и линейность переходной характеристики ЦАП. 12-разрядный ЦАП 572ПА2 имеет дифференциальную нелинейность до 0,025% (1 МЗР).
ЦАП на МОП ключах имеют относительно низкое быстродействие из-за большой входной емкости МОП-ключей. Тот же 572ПА2 имеет время установления выходного тока при смене входного кода от 000...0 до 111...1, равное 15 мкс. 12-разрядный DAC7611 фирмы Burr-Braun имеет время установления выходного напряжения 10 мкс. В то же время ЦАП на МОП-ключах имеют минимальную мощность потребления. Тот же DAC7611 потребляет всего 2,5 мВт. В последнее время появились модели ЦАП рассмотренного выше типа с более высоким быстродействием. Так 12-разрядный AD7943 имеет время установления тока 0,6 мкс и потребляемую мощность всего 25 мкВт. Малое собственное потребление позволяет запитывать такие микромощные ЦАП прямо от источника опорного напряжения. При этом они могут даже не иметь вывода для подключения ИОН, например, AD5321.
ЦАП на источниках тока
ЦАП на источниках тока обладают более высокой точностью. В отличие от предыдущего варианта, в котором весовые токи формируются резисторами сравнительно небольшого сопротивления и, как следствие, зависят от сопротивления ключей и нагрузки, в данном случае весовые токи обеспечиваются транзисторными источниками тока, имеющими высокое динамическое сопротивление. Упрощенная схема ЦАП на источниках тока приведена на рис. 6.

Рис. 6. Схема ЦАП на источниках тока
Весовые токи формируются с помощью резистивной матрицы. Потенциалы баз транзисторов одинаковы, а чтобы были равны и потенциалы эмиттеров всех транзисторов, площади их эмиттеров делают различными в соответствии с весовыми коэффициентами. Правый резистор матрицы подключен не к общей шине, как на схеме рис. 4, а к двум параллельно включенным одинаковым транзисторам VT0 и VTн, в результате чего ток через VT0 равен половине тока через VT1. Входное напряжение для резистивной матрицы создается с помощью опорного транзистора VTоп и операционного усилителя ОУ1, выходное напряжение которого устанавливается таким, что коллекторный ток транзистора VTоп принимает значение Iоп. Выходной ток для N-разрядного ЦАП.

(11)
Характернымипримереми ЦАП на переключателях тока с биполярными транзисторами в качестве ключей являются 12-разрядный 594ПА1 с временем установления 3,5 мкс и погрешностью линейности не более 0,012% и 12-разрядный AD565, имеющий время установления 0,2 мкс при такой же погрешности линейности. Еще более высоким быстродействием обладает AD668, имеющий время установления 90 нс и ту же погрешность линейности. Из новых разработок можно отметить 14-разрядный AD9764 со временем установления 35 нс и погрешностью линейности не более 0,01%.
В качестве переключателей тока Sk часто используются биполярные дифференциальные каскады, в которых транзисторы работают в активном режиме. Это позволяет сократить время установления до единиц наносекунд. Схема переключателя тока на дифференциальных усилителях приведена на рис. 7.

Дифференциальные каскады VT1–VT3 и VT' 1–VT' 3 образованы из стандартных ЭСЛ вентилей. Ток Ik, протекающий через вывод коллектора выходного эмиттерного повторителя является выходным током ячейки. Если на цифровой вход Dk подается напряжение высокого уровня, то транзистор VT3 открывается, а транзистор VT' 3 закрывается. Выходной ток определяется выражением

Точность значительно повышается, если резистор Rэ заменить источником постоянного тока, как в схеме на рис. 6. Благодаря симметрии схемы существует возможность формирования двух выходных токов – прямого и инверсного. Наиболее быстродействующие модели подобных ЦАП имеют входные ЭСЛ-уровни. Примером может служить 12-ти разрядный МАХ555, имеющий время установления 4 нс до уровня 0,1%. Поскольку выходные сигналы таких ЦАП захватывают радиочастотный диапазон, они имеют выходное сопротивление 50 или 75 ом, которое должно быть согласовано с волновым сопротивлением кабеля, подключаемого к выходу преобразователя.
Формирование выходного сигнала в виде напряжения
Существует несколько способов формирования выходного напряжения для ЦАП с суммированием весовых токов. Два из них показаны на рис. 8.

Рис. 8. Формирование напряжения по токовому выходу ЦАП
На рис. 8а приведена схема с преобразователем тока в напряжение на операционном усилителе (ОУ). Эта схема пригодна для всех ЦАП с токовым выходом. Поскольку пленочные резисторы, определяющие весовые токи ЦАП имеют значительный температурный коэффициент сопротивления, резистор обратной связи Rос следует изготавливать на кристалле ЦАП и в том же технологическом процессе, что обычно и делается. Это позволяет снизить температурную нестабильность преобразователя в 300…400 раз.
Для ЦАП на МОП-ключах с учетом (8) выходное напряжение схемы на рис. 8а.

Обычно сопротивление резистора обратной связи Rос=R. В таком случае

(12)
Большинство моделей ЦАП имеет значительную выходную емкость. Например, у AD7520 с МОП-ключами в зависимости от входного кода Свых составляет величину 30…120 пФ, у AD565А с источниками тока Свых=25 пФ. Эта емкость совместно с выходным сопротивлением ЦАП и резистором Rос создает дополнительный полюс частотной характеристики петли обратной связи ОУ, который может вызвать неустойчивость в виде самовозбуждения. Особенно это опасно для ЦАП с МОП-ключами при нулевом входном коде. При Rос=10 кОм частота второго полюса составит около 100 кГц при 100%-ной глубине обратной связи. В таком случае усилитель, частота единичного усиления которого fт превышает 500 кГц, будет иметь явно недостаточные запасы устойчивости. Для сохранения устойчивости можно включить параллельно резистору Rос конденсатор Ск, емкость которого в первом приближении можно взять равной Свых. Для более точного выбора Ск необходимо провести полный анализ устойчивости схемы с учетом свойств конкретного ОУ. Эти мероприятия настолько серьезно ухудшают быстродействие схемы, что возникает парадоксальная ситуация: для поддержания высокого быстродействия даже недорогого ЦАП может потребоваться относительно дорогой быстродействующий (с малым временем установления) ОУ.
Ранние модели ЦАП с МОП ключами (AD7520, 572ПА1 и др.) допускают отрицательное напряжение на ключах не свыше 0,7 В, поэтому для защиты ключей между выходами ЦАП следует включать диод Шоттки, как это показано на рис. 8а.
Для цифро-аналогового преобразователя на источниках тока преобразование выходного тока в напряжение может быть произведено с помощью резистора (рис.8б). В этой схеме невозможно самовозбуждение и сохранено быстродействие, однако амплитуда выходного напряжения должна быть небольшой (например, для AD565А в биполярном режиме в пределах ± 1 В). В противном случае транзисторы источников тока могут выйти из линейного режима. Такой режим обеспечивается при низких значениях сопротивления нагрузки: Rн »1 кОм. Для увеличения амплитуды выходного сигнала ЦАП в этой схеме к ее выходу можно подключить неинвертирующий усилитель на ОУ.
Для ЦАП с МОП-ключами, чтобы получить выходной сигнал в виде напряжения, можно использовать инверсное включение резистивной матрицы (рис. 9).

Рис. 9. Инверсное включение ЦАП с МОП-ключами
Для расчета выходного напряжения найдем связь между напряжением Ui на ключе Si и узловым напряжением U'i . Воспользуемся принципом суперпозиции. Будем считать равными нулю все напряжения на ключах, кроме рассматриваемого напряжения Ui. При Rн=2R к каждому узлу подключены справа и слева нагрузки сопротивлением 2R. Воспользовавшись методом двух узлов, получим

Выходное напряжение ЦАП найдем как общее напряжение на крайнем правом узле, вызванное суммарным действием всех Ui. При этом напряжения узлов суммируются с весами, соответствующими коэффициентам деления резистивной матрицы R-2R. Получим

Для определения выходного напряжения при произвольной нагрузке воспользуемся теоремой об эквивалентном генераторе. Из эквивалентной схемы ЦАП на рис. 10 видно, что

Рис. 10

(13)
Откуда э.д.с. эквивалентного генератора

(14)
Эквивалентное сопротивление генератора Rэ совпадает со входным сопротивлением матрицы R-2R, т.е. Rэ=R. При Rн=2R из (14) получим

(15)
Подставив (15) в (13), для произвольной нагрузки получим

В частности, при Rн=¥

(16)
Недостатками этой схемы являются: большое падение напряжения на ключах, изменяющаяся нагрузка источника опорного напряжения и значительное выходное сопротивление. Вследствие первого недостатка по этой схеме нельзя включать ЦАП типа 572ПА1 или 572ПА2, но можно 572ПА6 и 572ПА7. Из-за второго недостатка источник опорного напряжения должен обладать низким выходным сопротивлением, в противном случае возможна немонотонность характеристики преобразования. Тем не менее, инверсное включение резистивной матрицы довольно широко применяется в ИМС ЦАП с выходом в виде напряжения, например, в 12-ти разрядном МАХ531, включающем также встроенный ОУ в неинвертирующем включении в качестве буфера, или в 16-ти разрядном МАХ542 без встроенного буфера. 12-ти разрядный ЦАП AD7390 построен на инверсной матрице с буферным усилителем на кристалле и потребляет всего 0,3 мВт мощности. Правда его время установления достигает 70 мкс.
Параллельный ЦАП на переключаемых конденсаторах
Основой ЦАП этого типа является матрица конденсаторов, емкости которых соотносятся как целые степени двух. Схема простого варианта такого преобразователя приведена на рис. 11. Емкость k-го конденсатора матрицы определяется соотношением
Сk=2kC0. (17)
Цикл преобразования состоит из двух фаз. В первой фазе ключи S0…SN–1 находятся в левой позиции. Ключ сброса Sсб замкнут. При этом все конденсаторы разряжены. Во второй фазе ключ сброса Sсб размыкается. Если k-й бит входного N-разрядного слова dk=1, то соответствующий ключ Sk переключается в правую позицию, подключая нижнюю обкладку конденсатора к источнику опорного напряжения, или остается в левой позиции, если dk=0. Суммарный заряд конденсаторов матрицы с учетом (17) составит

(18)
Равный заряд получает и конденсатор С в обратной связи ОУ. При этом выходное напряжение ОУ составит
Uвых=–q/C. (19)

Рис. 8.11. Параллельный ЦАП на коммутируемых конденсаторах
Подставив (18) в (19), найдем окончательно

(20)
Для хранения результата преобразования (постоянного напряжения) в течении сколь-нибудь продолжительного времени к выходу ЦАП этого типа следует подключить устройство выборки-хранения. Хранить выходное напряжение неограниченное время, как это могут делать ЦАП с суммированием весовых токов, снабженные регистром-защелкой, преобразователи на коммутируемых конденсаторах не могут из-за утечки заряда. Поэтому они применяются, в основном, в составе аналого-цифровых преобразователей. Другим недостатком является большая площадь кристалла ИМС, занимаемая подобной схемой.
ЦАП с суммированием напряжений
Схема восьмиразрядного преобразователя с суммированием напряжений, изготавливаемого в виде ИМС, приведена на рис. 8.12. Основу преобразователя составляет цепь из 256 резисторов равного сопротивления, соединенных последовательно. Вывод W через ключи S0…S255 может подключаться к любой точке этой цепи в зависимости от входного числа. Входной двоичный код D преобразуется дешифратором 8х256 в унитарный позиционный код, непосредственно управляющий ключами. Если приложить напряжение UAB между выводами А и В, то напряжение между выводами W и B составит
UWB=UABD.

Достоинством данной схемы является малая дифференциальная нелинейность и гарантированная монотонность характеристики преобразования. Ее можно использовать в качестве резистора, подстраиваемого цифровым кодом. Выпускается несколько моделей таких ЦАП. Например, микросхема AD8403 содержит четыре восьмиразрядных ЦАП, выполненных по схеме на рис. 8.12, с сопротивлением между выводами А и В 10, 50 либо 100 кОм в зависимости от модификации. При подаче активного уровня на вход “Экономичный режим” происходит размыкание ключа Sоткл и замыкание ключа S0. ИМС имеет вход сброса, которым ЦАП можно установить на середину шкалы. Фирма Dallas Semiconductor выпускает несколько моделей ЦАП (например, сдвоенный DS1867) с суммированием напряжений, у которых входной регистр представляет собой энергонезависимое оперативное запоминающее устройство, что особенно удобно для построения схем с автоматической подстройкой (калибровкой). Недостаток схемы – необходимость изготавливать на кристалле большое количество (2N) согласованных резисторов. Тем не менее, в настоящее время выпускаются 8-ми, 10-ти и 12-ти разрядные ЦАП данного типа с буферными усилителями на выходе, например, AD5301, AD5311 и AD5321
Выбираем MAX512 ЦАП фирмы MAXIM США
Трехканальный строенный 8-битный ЦАП с 3-проводным последовательным интерфейсом (5MHz), и потенциальным выходом, и Vs=+5В; вых. сигнал - V (напряжение); время устан. вых. сигнала 70мкс; напр. питания +5 или ±5В; тип корпуса PDIP14, SO14; работа от однополярных источников питания+5V или от двуполярных источников питания; малое потребление 1mA - рабочий ток, <1µA - ток в режиме Shutdown; однополярные или двуполярные выходы; ИОН внешний MDAC (перемножающий ЦАП); совместимость с SPI, QSPI, и Microwire; два DAC с буферированными биполярными выходами (DAC A/B); независимо программируемый режим shutdown; сброс по выводу и программный сброс; диапазон рабочих температур 0...+70, -40...+85,-55...+125C; области применения: цифровая настройка усиления и смещения, программируемые аттенюаторы, программируемые источники тока, программируемые источники напряжения, подстраиваемые цифровым способом схемы смещения радиочастотных устройств, настройка VCO
Таблица 3
ТИП Раз
ряд
ность,
бит Коли
чество
кана
лов Тип
выхода Напря
жение
пита
ния,
В Макси
маль
ный
ток
потреб
ления,
мкА Типо
вое
время
уста
нов
ления,
мкс Источ
ник
опор
ного
напря
жения Кор
пус Цена, $
MAX512 8 3 V +4.5 - +5.5, 4.5 - 5.5 2.8 мА 70 Внешний 14/PDIP 2.85
Таблица 4
Выводы
НАЗВАНИЕ ФУНКЦИЯ
1 DIN Вход последовательных данных.
2 CS/ Вход выборки кристалла
3 SCLK Вход тактовых импульсов
4 RESET/ Вход асинхронного сброса.
5 VDD Положительное напряжение питания, требуется конденсатор на GND емкостью 0,22 мкФ
6 GND Цифровой общий
7 VSS Отрицательное напряжение питания, или GND при однополярном питании Если отрицательное напряжение используется, требуется конденсатор на GND емкостью 0,22 мкФ
8 OUTA Выход по напряжению DAC A (Буферизированный). При сбросе устанавливается максимальное напряжение. Требуется конденсатор не менее 0.1 мкФ на GND.
9 OUTB Выход по напряжению DAC B (Буферизированный). При сбросе устанавливается максимальное напряжение. Требуется конденсатор не менее 0.1 мкФ на GND.
10 OUTC Выход по напряжению DAC C (Не буферизированный), При сбросе устанавливается нуль.
11 REFC Вход опорного напряжения для DAC C (только MAX512/513)
12 REFAB Вход опорного напряжения для DAC (A/B - только MAX512/513)
13 I.C. Соединен внутри. Внешнее соединение недопустимо.
14 LOUT Логический выход защелки.


В качестве источника опорного напряжения выбираем микросхему REF 195
Временная диаграмма работы прибора
Тактовые сигналы поступают на вход таймера/счётчика Т1 и счётчик начинает заполняться. Запись в счётчик какого либо значения позволяет регулировать время заполнения счётчика так как изменяется необходимое количество импульсов до переполнения счётчика. При переполнении счётчика образуется сигнал переполнения который фиксирует программа.
То есть этот сигнал инициализирует точку дискретизации (аппроксимации).
В зависимости от того, какой это сигнал по счёту прогамма записывает в порт последовательный двоичный код, который также последовательно поступает на вход ЦАП. Каждому моменту дискритизации соответствует свой двоичный код, в соответствии с которым на выходе ЦАП формируется напряжение. Таким образом моделируется четверть синусоиды. При достижении предела дискретизации, то есть какого либо значения N программа начинает обратный отсчёт. Таким образом моделируется вторая четверть синусоиды. При достижении нуля программа инициирует сигнал, который переключает полярность ЦАП. После этого производится новый цикл.
Парраллельно контроллер следит за блоком задания частоты.
Если была задана новая частота, то процессор записывает новое значение в таймер/счётчик . Таким образом меняется период аппроксимации и следовательно частота выходного сигнала.


Другие работы по теме: